повторения. Примем, что измерения выполняются за одинаковое время, например за Т„=\ с. В режиме непосредственного измерения предельная погрешность дискретизации 6дп=1 ,1, а при измерениях по периоду повторения 6дп= l/fo- В режиме измерения периода повторения частоту /о выбирают наибольшей, близкой к предельной частоте счетчика, поэтому погрешность дискретизации оказывается наименьшей. Такая же погрешность в режиме непосредственного измерения частоты получается только при наибольшей частоте f,t = fo- При меньших же частотах погрешность в режиме непосредственного измерения возрастает. Поэтому для уменьшения погрешности дискретизации предпочтителен режим измерений частоты по периоду повторения, реализованный в некоторых современных частотомерах.

Микропроцессорный частотомер, работающий в режиме измерений периода повторения. Для осуществления указанного метода необходимо решить две задачи: сформировать интервал, кратный целому числу периодов сигнала измеряемой частоты, и заполнить его счетными импульсами. Возможная структурная схема, реализующая этот метод, приведена на рис. 9.14, а.

Из входного напряжения, подводимого к формируюшему устройству А, образуется последовательность импульсов wi с периодом Тх- На время измерений Т„\ импульс «2, задаваемый микропроцессорной системой (МС), отпирает селектор SL1, и счетчик СТ1 фиксирует число импульсов п (рис. 9.14, б). Эта часть схемы работает как электронно-счетный частотомер.

С помошью формирующего устройства, управляемого микропроцессорной системой, образуется импульс из, начало которого синхронизировано с первым импульсом, зафиксированным счетчиком СТ1, а конец - с первым импульсом, пришедшим после окончания счета. Импульс из поступает на селектор SL2, за время его действия счетчик СТ2 фиксирует число т счетных импульсов Иг с периодом То от генератора G.

I и,

1(1111

„ To

Как следует из рис. 9.14, б, 7„2 = тГо -Дд. Подставив сюда значение Т„2 = пТх, получим соотношение fxnfo/m, аналогичное (9.15).

Предельное значение погрешности дискретизации Д/д = = Д(„ - Д<к равно 7"о, а предельная относительная погрешность измерений частоты 8л„ = То/тТо=/т не зависит от измеряемой частоты.

9.7. ИЗМЕРЕНИЯ ВРЕМЕННЫХ ИНТЕРВАЛОВ МЕТОДОМ СРАВНЕНИЯ

Как было показано в гл. 7, временные интервалы можно измерить непосредственно по осциллограмме исследуемого колебания с относительной погрешностью 3...10 %. Такая погрешность часто неприемлема, и прибегают к методам сравнения измеряемого временного интервала с образцовой дискретной задержкой. Малые интервалы в пределах шага дискретизации измеряют осцилло-графическим методом. Существует несколько способов создания дискретной задержки.

Дискретная временная задержка на основе последовательности импульсов. Переменную дискретную задержку создают с помощью периодической последовательности счетных импульсов, полученных от высокостабильных кварцевых генераторов. Одна из возможных схем создания дискретной задержки показана на рис. 9.15, а.

Последовательность импульсов Ur с генератора счетных импульсов G поступает на селектор SL1. К селектору подведен запускающий импульс, после прихода которого счетные импульсы начинают поступать на реверсивный счетчик СТ. Из нулевого счетного импульса формируют импульс «„ начала интервала. Протяженность интервала задают предварительной установкой числа п на счетчике.

После прихода п счетных импульсов счетчик зафиксирует нуль и на его выходе появится импульс Wc, сдвинутый относительно нулевого счетного импульса на пТо (рис. 9.15,6). Временное положение задержанного импульса зависит не только от числа п,

но и от задержек логического сигнала в элементах счетчика. Непостоянство задержек при большом числе логических элементов в счетчике СТ приводит к значительному неконтролируемому временному сдвигу импульса «„.

Чтобы исключить это явление, применяют схему временной привязки выходного импульса счетчиков к одному из счетных импульсов. Для этого выходной импульс счетчиков несколько расширяют и подают на схему совпадений SL2, выделяюшую один из счетных импульсов. В такой схеме погрешность задания временного интервала пТо зависят только от небольшой задержки в схеме совпадения SL2 и главным образом определяется нестабильностью частоты кварцевого генератора.

Рассмотренным способом можно реализовать в принципе неограниченную задержку, зависяшую только от емкости реверсивного счетчика. Шаг дискретизации задержки равен периоду счетных импульсов и определяется быстродействием применяемых счетчиков. Для ЭСЛ счетчиков может составлять 10 не и менее, а для ТТЛ счетчиков - не менее 100 не.

Задержка на линиях передачи. Дальнейшее уменьшение шага дискретизации задержки достигают с помошью линий передачи, чаше всего отрезков коаксиального кабеля. Задержки до десятков наносекунд обеспечивают полосковыми линиями, технология которых совместима с технологией изготовления печатных плат. Переменную задержку создают линии с отводами или несколько отрезков линии разной длины, коммутируемых электромеханическими, диодными или транзисторными ключами. В случае, если задерживают логические сигналы, удобно применять логические интегральные схемы, чаше всего ЭСЛ.

Одна из реализации схемы задержки до 15 не с шагом 1 не на отрезках кабеля показана на рис. 9.16. Здесь длину отрезков, а следовательно, и задержку выбирают по закону геометрической прогрессии. Коммутацию осуществляют с помощью мультиплексоров MS, управляемых кодом.

В схемах с линиями передачи шаг дискретизации может составлять до единиц наносекунд и менее, а общая задержка зависит от длины кабеля и обычно не превышает 100 не. Нестабильность задержки зависит в основном от температурной нестабильности заполнения кабеля и задержки в коммутирующей схеме. Для выпускаемых промышленностью кабелей с полиэтиленовым заполнением в диапазоне температур 20...50 °С относительную

8 нс

и НС

2 нс

MS Ивых