Здесь А и Л -константы, практически не зависящие от флуктуации производственного процесса.

Подчеркнем особо тот факт, что в соответствии с уравнения-jiH (3.1) напряжение база - эмиттер зависит непосредственно от коллекторного тока, а не от тока в цепи эмиттера. При комнатной температуре (3 1) справедливо в диапазоне изменения

Шм 1 м ЮОм« 10 мк I мк 100 н 10 и 1н ЮОп 10 rt In ЮОф 10 ф 1ф

биполярного

о 0,1 0 2 0,3 04 0,5 06 0 7 0 8 0,3 Напряжение база-эмиттер

Рис 3 2 Статическая передаточная характеристика /к(/бэ) транзистора (масштаб полулогарифмический). Прямолинейная часть характеристик соответствует диапазону, в котором практически выполняется уравнение (3 1) На нижней границе характеристики асимптотически приближаются к оси токов, на верхней добавляются последовательные падения напряжений Экстраполированная вниз прямолинейная часть характеристики пересекает ось токов 23=0 в точке /i=/„ac Продолженные вправо вверх прямолинейные отрезки характеристик, соответствующих различным температурам Т, пересекаются приблизительно в одной точке t/gg =Фз(, = 1 205 В /„ = /.,„.е9шзо/4Г=5 / " ------

=5 фА, V

коллекторного тока на 6-9 декад [4], от пикоампер до миллиампер, причем на нижнем участке этого диапазона коллекторный ток зависит также от величины коллекторного напряжения и соответствующих токов утечки, а на верхнем--от внутреннего сопротивления базы и последовательно включенного в эмиттер-ную цепь сопротивления В полулогарифмических координатах (рис. 3.2) график ббэ (/к) представляет собой прямую линию с наклоном фг1п10 на каждую декаду изменения тока (приблизительно 60 мВ/декада при комнатной температуре).

Крутизна дт = д1к/диъэ в рабочей точке {Т, /к) одинакова для всех транзисторов:

g,n=qk/kT=JT- (3.4)

Нормализованная по току крутизна ут=ётДк в дополдение ко всему не зависит от коллекторного тока:

y==q/kTl/r- (3.5)

Именно высокое значение этого параметра

V„=.l/25 мВ = 40 В-1 (3.5а)

(три комнатной температуре) в основном определяет хорошую стабильность биполярного дифференциального каскада при изменении нащряжения по сравнению с ПТ-каскадом, как это будет показано в следующих разделах.

Крутизна транзистора связана с дифференциальным сопротивлением эмиттерного перехода rdU /OIq простым соотношением

Гэ=фг э=а (фг к) =a!gn да l/g, (3.6)

где/э=/к+/е =к/а -эмиттерный ток, а а=ip/(P-Ь1) - коэффициент передачи тока транзистора в схеме включения с общей базой (ОБ).

3.1.1. Входное напряжение сдвига

В обозначениях рис. 3.1, а входное напряжение сдвига изображенного здесь опаранионного усилителя равно разности эмиттерных напряжений входных транзисторов £сдв=бэ1~ -иъэг- Подставив сюда (3.1), при условии равенства температур Т обоих транзисторов получим

сдв = (kT/q) In (/„ао2 нао1) + (kT/q) 1п (1. (3.7)

Индексы 1 и 2 относятся к транзисторам Ti и Т2.

Входное напряжение сдвига содержит две составляющие. Одна обусловлена различиями самих транзисторов, вторая - разностью их коллекторных токов в рабочей точке [5]. Первая составляющая

Т In "ас2 кТ JЛ нас2 /нас1 kT Д/иас Я /нас! 9 \ /нас1 / Я /нас

вызываемая разностью токов насыщения /нао1 и /нао2, может достигать в случае применения дискретных транзисторов нескольких десятков милливольт, и лишь за счет дорогостоящего подбора транзисторов можно добиться, чтобы ее величина стала меньше 5 мВ, С другой стороны, у монолитных сдвоенных транзисторов без труда можно получить значения этой составляющей от 2,5 мВ до 250 мкВ при относительном разбросе токов насыщения Л/насДнас ОТ 10 ДО 1%. Проведеннос сравнение ясно

демонстрирует первое преимущество монолитной интегральной технологии в том, что касается входного сдвига.

Вторая составляющая зависит от отношения коллекторных токов обоих транзисторов. Б предположении идеальности усилителя Ах

/ki/-K2=K2/ki. (3-9)

и величина второй составляющей входного сдвига определяется только рассогласованностью двух резисторов Rki и Rk2, задающих рабочие токи коллекторов:

(kT/q) In (1кМ=={кТ/д} In (R (kT/q) (AR/R). (3.10)

Типичной относительной погрешности Д/?к/к=1% диффузионных резисторов монолитного ОУ или не проходивших подгонки тонкопленочных резисторов гибридного усилителя будет соответствовать дополнительное напряжение сдвига, равное 250 мкВ.

Из сказанного выше можно заключить, что сделать эти частные составляющие входного напряжения сдвига меньше 100 М1кВ практически невозможно. Этой величиной в настоящее время ограничена автокомпенсация возникающей в процессе производства несимметрии обеих половин дифференциального каскада.

Существует, однако, более приемлемый выход - проведение индивидуальной настройки нуля сдвига. Наиболее простым и, как будет показано, наиболее эффективным способом проведения такой настройки является взаимная компенсация обеих частных составляющих путем преднамеренного внесения разбаланса коллекторных токов. Этого можно достичь, разбалансировав коллекторные резисторы.

Объединим уравнения (3 7) и (3.9):

£,дз = (kT/q) In (i?K2/Hao2/Kl4acl)- (3-11)

Следующее из этого выражения условие настройки нуля £сдв = 0 имеет вид

K2/Kl=4acl/-Hac2- . (3.12)

Уравнение (3.12) не годится для практического руководства по настройке нуля, поскольку отношение токов насыщения

1 Входное напряжение сдвига ОУ, показанного на рис. 3 1, а, не зависит от величины и относительного разброса коэффициентов усиления потоку Pi и Ра входных транзисторов [6]. Ток / всегда разделяется в обе эмиттер-ные цепи так, что отношение коллекторных токов подчиняется уравнению (3 9). Однако для усилителя, имеющего на входе транзисторы, включенные эмиттерными повторителями с фиксированным отношением эмиттерных токов Si/Si, определяемым уравнением, аналогичным уравнению (3 9), справед-лищ) обратное утверждение, так как на критичное отношение коллекторных =-ов (/Ki/H) = ([l-fj/P2)/l + l/P,)] (/Э1 Э2) будет влиять раобуос -