Трудно подыскать в области электроники какую-либо аналогию той высокой степени взаимной компенсации температурных коэффициентов напряжений база - эмиттер, которая достигается в хорошей монолитной сборке. Не проводя никаких измерений, можно быть уверенным, что первоначальное значение -2,4 мВ/°С, соответствующее отдельно взятому транзистору, превратится в этом случае в дифференциальный температурный дрейф, не превышающий 0,2 мкВ/°С. Для иллюстрации укажем, что сбалансированный рост температуры такой монолитной пары на 100 °С даст ошибку меньше той, которая будет вызвана простой разностью температур между этими траизн-<торами в 0,01 "С.

сдв [уравнение (3.18в)]. Настройка нуля сдвига, £сдв = 0, устраняет данную составляющую дрейфа.

Вторая компонента {-Anklq) возникает из-за расхождения значений показателя степени п\ и иг транзисторов, и в соответствии с вышесказанным ее типичное значение равно 10 мкВ/°С для неподобранных дискретных транзисторов и 0,2 mikB/°C для транзисторов из хорошей монолитной сборки. Сравнение этих двух значений демонстрирует второе преимущество монолитной интегральной техйологии.

Третья кошпонгтг-{dIvii/lK.idT-dlK2llK2dT) (йГ/)-является следствием относительной температурной зависимости коллекторных токов /кь /кг- Предположим, что усилитель Ах идеален; тогда в соответствии с выражением (3.9) получим, что относительное температурное изменение коллекторных токов равно относительному температурному коэффициенту «21 коллекторных резисторов

dljIdT ~dJi/IdT=dRyRjdT-dRjjR4T=ai,

который имеет значение порядка Ю-"* 1/°С в случае диффузионных резисторов и (10~-10~) 1/°С в случае тонкопленочных металло-резисторов. Соответственно вклад третьей компоненты в общий температурный дрейф составляет от 2,5 до 0,025 мкВ/°С при комнатной температуре.

Как можно видеть, обе вторичные компоненты

-An{k/q)+a,ikT/q) (3.21)

ставят предел практически достижимому уменьшению температурного дрейфа при начальной настройке нуля входного напряжения сдвига Есдв->-0, если, конечно, не применять довольно дорогостоящее согласование дискретных транзисторов и резисторов (Лл->-0, «21->0).

Однако в любом случае исключительно низкий температурный дрейф порядка 0,1 мкВ/°С можно получить только в монолитной сборке, где можно обеспечить необходимое выравнивание температур обоих транзисторов. В этом заключается третье преимущество монолитной интегральной технологии.

Имея в виду все сказанное, можно уточнить то, о чем уже говорилось в начале этого раздела. Наличие двух вторичных компонент дрейфа, а также дополнительных каскадов усиления оставляет лишь одну возможность для полной одновременной настройки нуля сдвига и температурного дрейфа - введение двух независимых регулировок [10].

Из уравнения (3.20) явно просматривается возможность компенсации вторичных компонент дрейфа либо преднамеренно вводимой первичной компонентой дрейфа (£сдв/7"), либо, как описывалось выше, путем разбаланса коллекторных токов. Условие температурно-стабильного состояния dEcsldT=Q, т. е.

К2/К1 = (/нао1 нао2) еп-а,,Т) (3.22)

полученное из (3.20) и (3.11), напоминает условие настройки нуля самого напряжения сдвига, £сдв = 0 [уравнение (3.12) . Эти два условия, однако, совпадают только в особом случае, когда вторичными компонентами можно пренебречь ввиду их малости (Ли = 0 и 021 = 0). В общем случае будет оставаться неокомпен-сированное входное напряжение сдвига

£сдв=(Д1-а21Лфт. (3.23>

которое должно быть сведено к нулю какой-то другой регулировкой. Эта регулировка может быть внешней (в каком-либо другом месте операционной схемы) или же внутренней (введение небольших подстроенных сопротивлений последовательно с эмиттерами Т\ и Гг).

Однако эффект от введения такой довольно сложной и более дорогой двухступенчатой компенсации сдвига и дрейфа в какой-то мере оказывается смазанным из-за нелинейности второго члена уравнения (3.19). В любом случае уменьшение дрейфа таким путем Т1ребует громадных затрат времени (на проведение циклической температурной прогонки) и применяется крайне редко. Задача состоит в том, чтобы настроить нуль сдвига и дрейфа за один этап в соответствии с уравнениями (3.11) - (3.13), а вторичные компоненты дрейфа подавлять путем совершенствования технологии.

3.1.3. Влияние других каскадов усиления

Для полноты картины исследуем влияние на величину сдвига и дрейфа остальных каскадов усиления. Реальные свойства усилителя Ах, представленные его дифференциальным входным напряжением их и входными токами Гх, i+x, проявляются череа поправку к уравнению (3.9)

Zki k2 = (K2/Ki) [1 +(«д. + К2;"-К1/)/К2/к2]

И дополнительное входное напряжение сдвига, в соответствии с уравнением (3.7) равное

сдв. = (kTjq). In [ 1 -Ь («д,+Rv,4: - J/) /кгкг] • (3-24)

На практике всегда можно использовать приближенное равенство

сдв;. i4m-\K2ix~-RKiix*)/u (3.25)

Ai=gRKyRKk=-iQ/kT) Rv,Iv,=RIkNt (3-26)

- дифференциальный коэффициент усиления входного каскада, i?K - номинальное значение сопротивления коллекторных резисторов, а /к~ 2 - номинальный коллекторный ток.

Величина усиления Ai равна отношению падения напряжения в состоянии покоя на коллекторных резисторах /?к/к; к температурному потенциалу фг при к/к; =2,5 В и комнатной температуре Л1 = 100. В хорошо спроектированных ОУ суммарное значение ux + RK2i~x-RY.\ix не превышает 1-10 мВ, так что дополнительная составляющая входного напряжения сдвига составляет не более 10-100 мкБ. Это согласуется с хорошо известным фактом, что основной вклад в величину входного сдвига дает входной каскад. Аналогичный вывод справедлив и для входного дрейфа.

3.1.4. Входные токи смещения и сдвига

Входные токи смещения /см и /+см исследуемого операционного усилителя равны токам баз Ii и /б2 входных транзисторов. Поскольку коэффициенты усиления по току биполярных транзисторов достаточно трудно контролировать как в технологическом процессе, так и при рассмотрении аналитических выражений, дальнейшее рассмотрение будет проводиться в упрощенном виде в предположении сбалансированности коллекторных токов входного каскада, /к1 = /к2.

Используя приведенные на pnt. 3.1, а обозначения, можно записать следующие приближенные равенства:

r,„ = 2(Pi+l), I /%м= 2(Р2+1). 1

где Pi и Рг - коэффициенты усиления по току транзисторов Ti и Т2. Входной ток смещения Уем и входной ток сбвига /сдв в соответствии с (2.3) равны

/,„= 2(Р+1), (3.28)

/сдв = см(АР/?). (3.29) .Да В= Гр,4-р9)/2. а Ар = р9-р,.