bgouci-gg иперациинниги усилителя

Рис. 3 6. Напряжение Эрли Va, как его можно представить, экстраполируя коллекторные характеристики /к (t/кэ) (при аппроксимации /кэ~Кб)-

нЬгб~тёхнологического типа и от 10 до 0,1% для сдвоенншс-трая=-зисторов в монолитном исполнении.

При аппроксимации зависимостей /нас (6кб) и P(Lk;b) уравнениями (3.49) и (3.50) нет разницы между проводимостью коллектора g]i=dlk.fduk,b при постоянном токе базы /g (разомкнутая база) и проводимостью при постоянном напряжении база-эмиттер Ub3 (короткозамкнутая база). В соответствии сурай- нениями (3.1) и (3.49) или (3.2) и ((3.50) она в обоих случаях равна

Гк=КБ+г/л)=/ко/л.

(3.51)

где /ко - коллекторный ток при кБ=0. Формула (3.51) позволяет определить напряжение Эрли по приводимому в справочниках значению коллекторной проводимости в схеме с общим эмиттером. Кроме того, она дает наглядную интерпретацию Ua в виде отрезка, отсекаемого экстраполированной коллекторной характеристикой /к(/кб) на отрицательной полуоси и кб (рис. 3.6).

Величина, обратная напряжению Эрли, является нормализованной по току коллекторной проводимостью ук=к к

7к=1/(КБ+/л)~1 л. (3.52)

что с очевидностью следует из уравнения (3.51). Отметим, что так же, как и нормализованная крутизна ут, нормализованная коллекторная проводимость ук не зависит от тока.

Для расчета параметров Хо и /?оииф удобно использовать альтернативные определения из разд. 2.1.5. косе по постоянному току Хо дается в виде Хо=1/(£сдв/й"синф) или же как 1IX а=г/БЭ1/й«синф-dUB32ldu,

где «синф - синфазное входное напряжение. Чтобы продифференцировать соотношение U («синф), можно применить обратный подход. Дифференцирование /к = /к(бэ> кб) дает

откуда

Записав эти выражения для обоих транзисторов и использовав соотношение Ukb +Ысинф = соп81, находим

j - SKi . SK2 i kT I dijii /k2 \ (3 53)

синф /

Однако в пределах применимости уравнения (3.9) выражение, заключенное в (3.53) в скобках, равно нулю и

Этот результат очень важен. В предположении пренебрежимо малого сдвига в последующих усилительных каскадах коэффициент ослабления синфазного сигнала Хо не зависит от качества (т. е. от внутреннего сопротивления) источника тока / (см. выводы разд. 3.1.1) и даже от уровня коллекторных токов в рабочей точке, поскольку в соответствии с (3.5) и (3.52)

Здесь Ua={Uai + Ua2)I2 и AUa = Ua2-Uai. При Ua = 50 В Хо« =«70 дБ для неподобранныхдискретныхтранзисторов (AUa/Ua! л;50%), а для пары транзисторов в монолитном исполнении Хол;90-МЗО дБ (AUa/Ua в диапазоне 10-0,1%).

Аналогичным образом можно выразить синфазное входное сопротивление Яшф либо как /?синф= 1/(с?/см/й«синф), либо как

1. ?оинф = [ 1/2(Р + 1)] (Й№синф) +ЯК/(Р+ I)

из уравнения (3.28). с? йиоинф есть внутренняя проводимость источника /. Как правило, й с?асинф<к, так что

Ясшф = 2ф+тк « л ом (3.56)

[см. уравнение (3.48)]. При 6л = 50 В и /см=100 нА /?синф» «500 МОм.

3.2. Входной каскад на полевых транзисторах

Применение на входе ОУ полевых транзисторов (рис. 3.7, а) приводит к значительному уменьшению входных токов и существенному увеличению входных сопротивлений. К сожалению, это сопровождается ухудшением по сравнению с биполярным каскадом стабильности входного напряжения сдвига. В дальнейшем мы будем рассматривать именно этот критичный параметр.

1 Это справедливо для рассматриваемого биполярного дифференциального каскада. В общем случае, для дифференциального каскада с последовательными резисторами в цепях эмиттеров это не так. См. также разд. 3.2.4.

Худшая воспроизводимость в процессе производства и меньшая стабильность характеристик ПТ находят свое отражение также в менее точном аналитическом описании поведения полевого транзистора. С использованием параболической аппрокси-

/С1 /31

ИнвЕотк-сугащии в/од .

Н»>>тУрутщий 3 вход

Настройка нуля температурного дрейфа

Настройка нуля вхрднрго напря-/?и2 хения сдвига.

Рис. 3.7. Дифференциальный входной каскад на ПТ (а) и вариант его схемы (б), позволяющий путем подгонки истоковых и стоковых резисторов настраивать нуль входного сдвига и температурного дрейфа.

мации [19] статическая передаточная характеристика л-каналь-ного ПТ в режиме насыщения записывается выражением

c=W(l-f3h/f/o.c) npHf/3h=t/„,,(l-KVW). (3.57)

Приведенные здесь символы имеют следующее значение (рис. 3.8): /с-ток стока; U -напряжение затвор - исток, зиО; /нас.с - ток насыщения стока при нулевом напряжении затвор -исток (бзи =0); Uото -напряжение отсечки, 6отс<0. Производственный разброс и /нас. с велик, но

они взаимосвязаны, будучи вызваны разбросом трудно поддающейся контролю величины металлургической толщины канала h [3, с. 250]:

и,,,=Ф-Ак\ (3.58)

=BiiAU%,jh). (3.59)

А и В здесь - положительные постоянные, характеризующие конкретный технологический тип ПТ и в достаточной мере нечувствительные к флуктуациям производственного процесса; " контактная разность потенциалов между затвором и кана-

•ом, а л„ - подвижность электронов в канале.

Металлургическая толщина канала у ПТ имеет столь же решающее значение, что и металлургическая толщина базы у биполярного транзистора. Однако, в то время как ток насыщения