Вначале производится измерение исходных значений входного напряжения сдвига и температурного дрейфа ОУ. Из приведенного ниже уравнения (3.83) находится необходимая для полной компенсации температурного дрейфа величина, на которую следует изменить входное напряжение сдвига. Подгоняя резистор Rc\ или Rc2 (за счет подключения внешнего резистора или прямой подстройкой, рис. 3.7,6), мы устанавливаем новое расчетное значение входного напряжения сдвига. Затем входное напряжение сдвига приводится к нулю подстройкой резистора в цепи истока /?и1 или Rm. Вся процедура, если необходимо, повторяется. Самоочевидным требованием является выбор резисторов с приемлемой временной и температурной стабильностью.

Полная температурная компенсация в широком температурном диапазоне невозможна вследствие нелинейной температурной зависимости £сдв(7") [24].

Указанная выше связь между изменением напряжения сдвига бЕсдв и изменением температурного дрейфа б(й£свд/й7"), возникающим вследствие первичного изменения тока стока, вытекает из уравнения (3.74) и имеет следующий вид:

б {dE.JdT) = (т/2) {8E,JT) {8E,jT). (3.83)

Это примечательный результат. Несмотря на совершенно различную физическую природу биполярных и полевых транзисторов и на различные аналитические выражения их передаточных характеристик, температурная чувствительность обоих дифференциальных каскадов к изменению входного напряжения сдвига одинакова и равна 3,3 мкВ/°С на каждый милливольт бЬсдв [25].

Таким образом, доставляющий основное беспокойство избыточный температурный дрейф ОУ с ПТ на входе, возникающий вследствие внешней настройки нуля сдвига [уравнение (3.78)], обусловлен не повышенной чувствительностью его к изменению напряжения сдвига, а скорее вообще более высоким уровнем входного напряжения сдвига в сравнении с биполярным усилителем, а также тем фактом, что настройки нуля температурного дрейфа и нуля сдвига направлены в противоположные стороны.

Последний недостаток очевиден из графического представления уравнений (3.20) и (3.74) на рис. 3.10. Оба соотношения имеют один и тот же вид (особенно при т~2), но они различаются величиной вторых членов. В то время как у сдвоенного биполярного транзистора член -An/z/q имеет величину порядка 0,1 мкВ/°С и при том масштабе, который принят на графике, он неотличим от начала координат, у сдвоенного ПТ член ---AUotcJT поря1дка: 10" мкВ/°Сгтг"сдвигает зависимость сдвига 1Г

дрейфа далеко от начала координат. В результате имеются две точки пересечения с осями координат, соответствующие различным условиям настройки нуля сдвига и дрейфа ОУ с ПТ на входе.

Рассматриваемый до сих пор обычный температурный дрейф ПТ-каскада может оказаться перекрытым изменением входного напряжения сдвига б£сдв, вызванным разностью температур ЬТ\2 обоих транзисторов. У симметричного сдвоенного ПТ

б£,дз = №/аТ)бТ,, = -(йФ/Г) () с/(/с)оит-1) STi2 (3.84)

в соответствии с уравнением (3.65). Чувствительность б£сдв/б7"12 зависит от уровня тока стока. При оптимальном значении /с = = (/с)опт она равна нулю. В этом заключен единственный побудительный мотив для использования оптимальных токов стоков; применение монолитного сдвоенного ПТ с тесной тепловой связью между обоими транзисторами делает такой «оптимальный» выбор еще менее оправданным.

Отметим, что в диапазоне токов 0</с<4 (/с)опт чувствительность сдвоенного ПТ к разностям температур меньше, чем у сдвоенного биполярного транзистора.

3.2.3. Вторичные эффекты

Дифференциальный ПТ-каскад существенно более чувствителен к сдвигу последующих каскадов усиления и к изменениям тока в рабочей точке, чем биполярный.

В отличие от биполярного транзистора ПТ не молет усиливать сигнал при нулевом напряжении сток - затвор. Минимальное значение этого напряжения (/сз)мин определяется границей области насыщения ПТ (6сз)нао = f/зи-отс, т. е.

{UcsU = (/сз)нас - изя -f/oxc- (3-85)

Какой бы ни был выбран рабочий ток стока, минимально допустимое напряжение сток -затвор равно по абсолютной величине напряжению отсечки, имеющему типичное значение 2 В. Это снижает верхний предел диапазона синфазных входных напряжений (для ПТ с каналом р-типа увеличивается нижний предел), и для падения напряжения в состоянии покоя Rdc на стоковых резисторах остается малый запас. Все это вместе с малой величиной нормализованной крутизны ут ведет к малому дифференциальному коэффициенту усиления ПТ-каскада

1=Л=УЛ/с- (3.86)

В области оптимального тока стока при i?c/c=3,3 В Ai=10, и

эттгцелаёт более=истшдд?шшш¥=сдвята:досдедукщщх сиди=

тельных каскадов. Частично исправить этот недостаток можно, использовав активную коллекторную нагрузку (разд. 3.3.1).

Более высокая чувствительность ПТ-каскада к изменениям тока / является следствием технологического разброса нормализованной крутизны ПТ, а главным образом - последовательной схемы настройки нуля сдвига на истоковых резисторах Rm, Rm-

При условии полной компенсации сдвига последующих каскадов усиления относительные изменения всех рабочих токов равны, так что

бЯодв = (1/7„г1- 1/Ут2 + ?И:/с1-И2/с2) ФИ)- (3-87)

Когда используется последовательная схема настройки нуля сдвига, член RHjci~RmIc2 обычно доминирует. Не считая знака, этот член равен начальному нескомпенсированному значению входного напряжения сдвига, и его величина укладывается в диапазон 3-30 мВ. В этом случае токовая чувствительность б£сдв/(б /) достигает довольно большой величины 30- 300 мкВ/%, что заставляет предъявлять более строгие требования к стабильности тока /.

Наряду с самопроизвольными временными флуктуациями изменения тока / имеют три причины: изменения температуры (они проявляются через вышеупомянутую четвертую составляющую температурного дрейфа), изменения напряжений питания и синфазное возбуждение.

3 2 4. Коэффициент ослабления синфазного сигнала

косе по постоянному току Хо определяется выражением, аналогичным уравнению (3.53):

- (1/Ym2) {dIczlaidUom)\+Rm (dlci/duj - Rm (й/с2/«синф),

где gci = dIci/dUc3i и gc2 = dIc2!dUc32 -проводимости стоков транзисторов 7"i и Гг. Однако в отличие от биполярного усилителя два члена в скобках не сокращаются. В соответствии с изложенным в предыдущем разделе

1 До = Vci/Vml - Vc2/Ym2 + Y (1 /Уml " 1Ы +

+Y(?Mi/ci-i?H2/c2). (3.88)

Yci = gGi ci и yc2 = gC2Hc2~ нормализованные no току проводимости стоков транзисторов Г: и Гг, у = /"синф - нормализованная по току внутренняя проводимость источника тока /.

Причина неравенства нулю проводимости стока ПТ аналогична той, которая вызывает отличие от нуля коллекторной прово-