но-параллельно диодов Дз, Д4. В отсутствие нагрузки падение напряжения на этих диодах практически отсутствует, и они не проводят ток. Выходной ток положительной полярности вызывает падение напряжения на резисторе R.\, которое смещает диод Дз в прямом, а Д4 в обратном направлении. При чрезмерно большой нагрузке выхода диоды Д, и Дз пропускают ток / прямо на выход, в обход базы транзистора Т\.

Выходной ток короткого замыкания отрицательной полярности ограничивается аналогичным образом. Однако при этой полярности точка короткою замыкания выхода через диоды Д4, Дг оказывается соединенной с коллектором транзистора Т, который нагружает входные цепи. Полная схема защиты от короткого замыкания включает малое сопротивление Ri и транзистор Г4

При подключении ограничивающих диодов Дз, Д4, как это имеет место во втором случае, номинальный ток выхода возрастает в два раза без уменьшения эмиттерных резисторов R.

В третьем случае ограничивающие диоды заменены транзисторами Гз, Г4.

Схема на рис. 3.21, г [32] представляет собой комбинацию предыдущих. Ток выхода положительной полярности ограничивается действием транзистора Гз и резистора R, а отрицательной полярности - за счет прямосмещенно-го коллекторного перехода транзистора Гз, диодов Дь Дг и резистору R. Отрицательная обратная связь, осуществляемая резистором R, устраийется за счет следящей обратной связи, подаваемой на токовый инвертор входного каскада с эмиттера выходного транзистора Т.

На рис. 3 21,(5 этот резистор обратной связи исключен, и ток транзисторов Гг и Г ограничен контуром ОС через резистор н транзистор Ti, однако устойчивость этого контура довольно мала. То же относится к схеме [48], Несколько поправить положение может уменьшение коэффициента передачи контура за счет введения диода Г5.

Крутой и температурно-стабильный перегиб характеристики ограничения присущ схеме на рис. 2,2\,ж.

3.5. Частотная коррекция

Операционный усилитель - это прежде всего усилитель постоянного тока. Однако работа его в операционной схеме требует рассмотрения вопросов устойчивости, т. е. рассмот1рения частотной характеристики в условиях замкнутого контура ОС.

Устойчивость операционной схемы с ОС рассматривается в гл. 13. Для целей данного раздела достаточно сформулировать вопрос в общем виде. Использование ОУ в большинстве встречающихся на практике случаев не составляет прудности, если фаза arg А (jf) его частотной характеристики без ОС не превышает -90-;-135° в активной полосе частот fff.

Для придания нужной формы амплитудно- и фазово-частот-ной характеристикам используются цепи частотной коррекции. Под частотной коррекцией ОУ подразумевается такая регулировка спада его усиления, чтобы в активной полосе частот крутизна этого спада не превышала -20 дБ/декада. Скорректированный таким образом ОУ является минимально-фазовой системой, его фаза почти не превышает -90°.

Указанная ситуация иллюстрируется рис. 3.22. Желаемая взаимная форма амплитудно- и фазово-частотной характеристик получается в два этапа: 1) уменьшение частоты единичного усиления и 2) уменьшение сдвига фазы на высоких частотах Це-

яа, которую приходится за это платить, - потеря усиления в важной для нас области средних частот.

Обычные цепи коррекции представляют собой комбинации резисторов и конденсаторов. По отношению к пути прохождения

Рис. 3.22. Частотная коррекция ОУ. гЧХ нескорректированного ОУ вплоть до высоких частот имеет плоский вид, а затем геиленне падает ступенями вследствие комбинированного воздействия частот среза транзисторов и коллекторных емкостей во всех усилительных каскадах. Результирующий сдвиг по фазе достигает критического значения -180° при почти полном усилении. Три включении в операционную схему такой усилитель возбуждается. Синтезируемый 1лавный спад АЧХ скорректированного ОУ гарантирует ограниченный уровень фазо-юго сдвига во всей активной полосе частот f<f. Избыточный фазовый сдвиг на зысоких частотах устраняется ценой получения постоянного, но «безвредного» сдвига 1)азы -90°, который сохраняется почти во всем диапазоне рабочих частот. При этом,

однако, мы жертвуем усилением на средних частотах. - нескорректированная частотная характеристика; 2 - скорректированная частотная характеристика.

сигнала через усилитель они могут быть параллельного типа либо образовывать цепь ОС или же параллельный канал. Находят применение все три типа корректирующих цепей, однако наиболее распространен второй. Их анализ выходит за рамки рассмотрения данной главы; вместо этого мы дадим обзор обычно лрименяемых схем. Однако, чтобы дать некоторое представление о работе корректирующих цепей, рассмотрим вначале динамические параметры двухкаскадного ОУ с коррекцией обратной связью [37], [49. --

3.5.1. Динамические свойства двухкаскадного ОУ

На рис. 3.23, а показана упрощенная схема, которая одинакова для всех операционных усилителей второго поколения, предназначенных для общего применения. Входной каскад с активной коллекторной нагрузкой (7"з, Т) гальванически связан с выходным каскадом, содержащим корректирующий конденсатор обратной связи С. Такая конфигурация имеет несколько достоинств:

1. Входной транзистор Ti работает на обладающий малым динамическим сопротивлением диод Тз. Благодаря этому мы имеем на инвертирующем входе малую паразитную емкость С-синф, которую не слишком сильно увеличивает эффект Миллера.

2. При частоте сигнала выше некоторого относительно "низкого значения выходной ток входного каскада отводится конденсатором С интегратора (Ts, С). Входной каскад имеет на выходе короткозамкнутую цепь благодаря наличию потенциала земли на базе Транзистора Ts, и полюс передаточной характеристики, соответствующей коллекторным емкостям транзисторов Tz и Т4, сдвигается за пределы активной полосы частот ОУ.

>2/,

Ml,дБ

0 и г - й-

--Главьыи полюс О

Высокочастотные полиса б

Рис. 3 23. Упрощенная схема двухкаскадного ОУ (а) для расчета частотной характеристики (б) и динамических нелинейностей. Эмиттерные резисторы местной обратной связи обеспечивают вторую степень свободы, необходимую для независимого выбора частоты единичного усиления и скорости нараста-

ния (в).