3. При увеличении частоты благодаря действию местной цепи ОС (Ts, С) полное выходное сопротивление выходного каскада (с коллектора Ts) уменьшается, что сдвигает к более высоким частотам полюс, соответствующий входной емкости (ВЫХОДНОГО бустера (Те, Т7).

4. По той же причине уменьшается и полное выходное сопротивление ОУ в целом, что сдвигает в сторону более высоких частот полюс, соответствующий возможной емкостной нагрузке.

5. Частота единичного усиления ОУ практически не зависит от производственного разброса в значениях коэффициентов усиления по току всех транзисторов.

6. Частотная коррекция достигается одним конденсатором,, имеющим малую емкость.

7. Скорректированный таким образом ОУ, являясь системой первого порядка, дает экспоненциальный отклик на входной скачок без колебаний относительно установившегося значения и затягивания переходного процесса.

Следовательно, результатом подключения корректирующего конденсатора С является частотная характеристика, представленная асимптотически на рис. 3.23, б. Она характеризуется коэффициентом усиления без ОС по постоянному току Ло„ главным полюсом на частоте fo, плавным спадом с наклоном -20 дБ/декада, частотой единичного усиления ft=Aofo и нахождением высокочастотных полюсов передаточной характеристики за пределами активной полосы частот. Только что описанная коррекция известна под названием расщепления полюсов [50].

Если пренебречь коллекторными емкостями транзисторов Тг и 4, то коэффициент усиления без ОС по постоянному току Ло приблизительно равен

о=-("вых/«д) = >=7гЛ. (3.99)

ут=1/ф7- - нормализованная крутизна входных транзисторов Тх и Т2, р -коэффициент усиления по току транзистора г5, г - эквивалентное рабочее сопротивление выходного каскада и 2/1 - общий рабочий ток входного каскада.

На величину усиления без ОС Ло влияет разброс значений коэффициента усиления по току выходного транзистора Т5. При р=10 000 (в действительности транзистор Т является каскадом Дарлингтона) г=50 кОм и /i=10 мкА, коэффициент усиления без ОС Ло = 200 000.

Усиление без ОС в диапазоне сре!дннх частот />/о легко находится из условия, что выходной ток входного каскада должен протекать через конденсатор коррекции С:

Произведение усиления на частоту ЛХ/ есть постоянная, которая характеризует систему первого порядка и равна частоте единичного усиления

ft=yJi/2nC=Ij2nC(pj.= l/2nCrs. (3.101)

Эта величина зависит только от значения корректирующей емкости С и крутизны входных транзисторов или же от величины их коллекторного тока Л. Можно добиться, чтобы технологи ческий разброс частоты единичного усиления не превышал 20%. При /i = 10 мкА и С = 30пФ f=2,l МГц. С другой стороны, на частоту fo=ft/Ao,

/о = 1/2ярСг, (3.102)

влияют разброс коэффициентов усиления по току р и /силе-ния без ОС Ао. Используя приведенные выше числовые зиа,че-ния, получаем fo= 10,6 Гц.

Максимальная скорость нарастания выходного сигнала S определяется скоростью заряда конденсатора коррекции С. Из двух каскадов, принимающих участие в этом процессе, решающая роль принадлежит входному каскаду. Величина рабочего тока выходного каскада J2 ограничена лишь практическими соображениями по ограничению потребления мощности в сосюя-нии покоя, и всегда /2>2/i.

При указанных условиях конденсатор С заряжается линейно со скоростью, определяемой максимумом интегрируемого выходного тока входного каскада. При большом сигнале возбуждения Ид >4ф7-=100 мВ входные транзисторы Ти Гг работают как токовые ключи, пропускающие весь ток 2/i прямо (или после инверсии его токовым зеркалом Т, Т4) к выходному каскаду

Как это ни парадоксально, максимальная скорость нарастания выходного сигнала определяется уровнем тока входного каскада

S=2/i/C. (3.10)

При вышеуказанных численных значениях /j и С скорость нарастания 5 = 0,67 В/мкс.

Для целого ряда применений это значение скорости нарастания является неприемлемо низким, поскольку оно ограничивает частотный диапазон сигнала номинальной амплитуды Ubhx=10 в имеющей довольно малую величину частотой полной мощности fn M = 5/2nt/Bbix= 10,6 кГц и не дает возможности отрабатывать импульсные сигналы.

К сожалению, для улучшения скорости нарастания биполярного монолитного ОУ сделать можно очень немного. Как следует из сравнения уравнений (3.101) и (3.103), максималь- няя хкарос1ь нарастани-5и-част-от-а-еди-ничного усиленн;-/-

связаны В имеющем конфигурацию рис. 3.23, а операционном усилителе фиксированным отношением

Увеличить скорость нарастания можно, лишь увеличив частоту единичного усиления. Это, однако, сделать трудно. Чрезмерно большой фазовый сдвиг бокового р-«-р-транзистора, создаваемый за счет временной задержки в довольно толстой базе, не дает возможности сделать частоту единичного усиления намного больше 2 МГц [32], [37], [9, с. 10-29].

Сохраняя двухкаскадную конфигурацию ОУ, мы имеем лишь один выход из создавшегося тупика - изменить фиксированный характер соотношения (3 104), намеренно уменьшив нормализованную крутизну входного каскада. Этого можно добиться, например, путем введения в эмиттерные цепи резисторов обратной связи Яэ (рис 3 23, в), которые обеспечат вторую степень свободы, необходимую для независимого выбора частоты единичного усиления и скорости нарастания. При этом нормализованная крутизна и частота единичного усиления уменьшаются

У* = 1/(1/У„.+эА) = 1/(Фг+эЛ), (3.105)

f* 2яСф7- (1 -Ь Лэ/х/фг) 2яС (гэ + Ra) (

В то время как скорость нарастания остается неизменной

Теперь можно восстановить первоначальное значение частоты единичного усиления, увеличив рабочие коллекторные токи Ii. В конечном итоге это дает увеличенную скорость нарастания S* Получаемое относительно исходного состояния улучшение пропорционально падению напряжения Rah на эмиттерных резисторах

= 4я/у* =4я (фг + ?эЛ)- (3.104а>

Ценой увеличения скорости нарастания в 10 раз является дополнительное падение напряжения 0,25 В в каждой эмиттерной цепи дифференциального каскада Эти падения напряжения компенсируют друг Друга, однако их флуктуации сильно

С этой точки зрения введение р-л-р транзисторов Ти Ti в составные дифференциальные каскады (рис 3 14, б, в) эквивалентно уменьшению нормализованной крутизны в два раза Усиление по постоянному току без ОС и частота едиичного усиления операционных усилителей LM 101А и [хА 741 вполовину меньше значений, получаемых по формулам (3 99) и (3 101).

Это имеет нежелательное последствие, а именно увеличение входных; токов смещения В результате операционные усилители со сверхбыстрым установлением делают с входным каскадом на ПТ, одновременно используется присущее ПТ и желательное в данном случае свойство - малая норма-лизо ваннакр\тизна