Гмва 7

которого МОЖНО определить коэффициент обратной связи р= = ед/ы=ед/2вых1. Отсюда получаем, что искомое проходное сопротивление со стороны правых зажимов четырехполюсника равно ед/1=1р2вых. И наконец, в соответствии с принципом обратимости (Зо = р2вых (см. табл. и/В).

Мы рекомендуем читателю для сравнения найти это выражение прямым способом.

Рис. 7.13. Усилитель тока (а) и его эквивалентная схема для расчета Go (б).

Рис. 7.14. Преобразователь ток - напряжение (а) и его эквивалентная схема для расчета Go (б).

Усилитель тока (рт. 7.13). Вновь, как и в предыдущей схеме, коэффициент усиления Goo совпадает с идеальным коэффициентом усиления Оид (табл. Ш/Г).

Чтобы определить Go, представим, как и в приведенном выше примере, часть схемы в виде четырехполюсника с зажимами М, N. Полное проходное сопротивление со стороны левых зажимов равно -2вых1вых/вх=-ZbhxGo, а полное проходное сопротивление со стороны правых зажимов, следуя тем же рассуждениям, что и прежде, будет равно PZbhx. В соответствии с принципом обратимости Go=-р.

Преобразователь напряжение - ток (рис. 7.14). Приводимый здесь ход рассуждений, ведущий к определению коэффициента

прямой передачи Go, применим также и к неинвертирующему усилителю, показанному на рис. 7.10. Ток 1вых представляет собой суперпозицию (наложение) действия самого напряжения «вх и напряжения генератора «вхД. Влияние как первого, так и второго на величину /вых определяется с использованием принципа обратимости, однако на этот раз выраженного другим способом (см. рис. 7.12,6); полные проходные проводимости со стороны левых и правых зажимов в режиме короткого замыкания равны.

При подаче только напряжения Ивх полные проходные проводимости равны соответственно Goi со стороны левых и (ед/7д) : и=.рДд - со стороны правых зажимов. По принципу обратимости Со1 = р/2д. При подключении только генератора UbxIX между зажимами Mi и М2 полные проходные проводимости со стороны левых и правых зажимов будут равны соответственно Go2 и (ед/(2д12-синф) : « = Р/(2д12-синф). Отсюда Ga2 =

= Р/(2д2-синф).

Суммарный выходной ток 1вых находится суперпозицией

»вых = -Goi«bx-Go2(«bx/Z), так что Go = iъыx/Us% = - [l/Z;-{-

+1Д(2дг-синф)].

В табл. III приведены выражения для составляющих коэффициента усиления семи базовых операционных схем. Коэффициент обратной связи р можно найти в табл. II.

Дополним сказанное следующими комментариями к табл. III, подтверждающими общие свойства, найденные в разд. 7.3.1 и 7.3.2.

1. Во всех четырех параллельных (инвертирующих) операционных схемах В - Е идеализированный коэффициент усиления Geo совпадает с идеальным коэффициентом усиления с обратной связью Сид. В последовательных операционных схемах А, Б коэффициент усиления Geo приближается к Сид и отличается от последнего только за счет синфазных параметров X и 2"сииф. (Если бы внутреннее сопротивление источника сигналов не равнялось нулю, то фактором, обусловливающим заметные различия между этими двумя коэффициентами усиления, стал бы также параметр Z-синф-)

2. Возмущающее влияние синфазного входного сопротивления /?~синф на величину идеализированного коэффициента усиления Goo, как правило, пренебрежимо мало. Следует обращать внимание только на емкость С~сииф, действие которой проявляется на высоких частотах.

3. Коэффициент ослабления синфазного сигнала X является самым заметным влияющим фактором в обеих последовательных неинвертирующих схемах А, Б. Во многих случаях было бы желательно иметь возможность компенсировать коэффициент (1-J-1/Z) путем подстройки сопротивлений обратной связи ZbZ2

ИЛИ Z. Этому, однако, мешает нелинейность зависимого генератора бсинф («синф), т. е. изменение X в такт с сигналом. Резуль-тируюшая нелинейность коэффициента усиления Goo не зависит от величины петлевого усиления рЛ (от коэффициента усиления с обратной связью Сид), и ее можно устранить только за счет выбора лучшего (и более дорогого) операционного усилителя. Это дает основание для применения обеих производных параллельных операционных схем Д, Е в тех случаях, когда их относительно невысокое входное сопротивление не играет роли.

4. Прямое прохождение сигнала в операционных схемах с выходом по напряжению А, В, Д обусловлено падением напряжения на не равном нулю полном выходном сопротивлении операционного усилителя. При Zbhx = 0 равно нулю и прямое прохождение сигнала.

5. Прямое прохождение сигнала в обеих последовательных операционных схемах А, Б пренебрежимо мало во всех представляющих практический интерес случаях и в любом диапазоне частот.

6. Прямое прохождение сигнала в операционных схемах с токовым выходом Б, Г, Е при Zbhx = 0 не проявляется и не зависит от величины нагрузки Zh. Однако на практике им можно пренебречь не только в последовательной операционной схеме Б, но также и в обеих параллельных операционных схемах Г, Е.

7. Единственная представляющая практический интерес параллельная операционная схема, в которой прямое прохождение сигнала может вызвать отрицательные последствия,- это быстродействующий интегратор (разд. 7.4.5).

7.4. Динамические характеристики ряда операционных схем

Пользование критериями оценки динамических погрешностей, приводимыми в гл. 8 и 9,- дело тонкое, а поскольку мы рассматриваем их столь подробно, то легко может возникнуть ложное впечатление, что они исчерпывающим образом отвечают на поставленные вопросы. Попытаемся показать, что это не так. Проанализируем динамические характеристики четырех избранных операционных схем, причем будем это делать способом, напоминающим наблюдение выходного сигнала на экране осциллографа.

Все расчеты проводятся в изображениях по Лапласу, от которых легко можно перейти к частотному и временному представлениям сигналов. Не слишком ограничивая область действия полученных результатов, мы будем рассматривать идеализированный ОУ с единственным реальным параметром -