Увеличение коэффициента усиления с обратной связью С„д приводит к затягиванию переходного процесса. Это лишь одна из форм, в которой проявляется требующее компромиссного решения соотношение между усилением и быстродействием.

Реальный отклик схемы на ступенчатое возбуждение может существенно отличаться от показанного на рис. 7.16 (см. также рис. 7.24, а), но это уже тема гл. 9.

7.4.2. Инвертор напряжения (рис. 7.17)

Выражение для коэффициента усиления с обратной связью G имеет тот же вид, что и приведенное выше выражение (7.22), и отличается от последнего только значением идеального коэффициента усиления Сид:

Сид=-, 1/Р=+1, K=RlRr. (7.25)

То же самое можно сказать относительно частотной характеристики G( ) , имеющей сопрягающую частоту

h = !t=m-\-l). (7.26)

Отметим, однако, сдвиг графика [G, обусловленный неравенством \1Ф\Ьша\- Это различие наиболее заметно при малых значениях коэффициента К. В особом случае инвертора с единич-

Сид1=К

Рис. 7.17. Амплитудно-частотная характеристика инвертора напряжения. Все три кривых \А\, 1/Р и G построены на одном графике. K=R,/Ri.

ным усилением коэффициент усиления с обратной связью Gид = = - 1, в то время как коэффициент обратной связи р=1/2, а сопрягающая частота fc=fi/2.

Переходная функция инвертора напряжения экспоненциаль-ная. Некоторые отклонениясугЖстонентьгтттаблгодаемые 1т1"чге

реходном процессе реальной операционной схемы, можно объяснить, даже не выходя за рамки линейной модели ОУ (разд. 7.4.5).

7.4.3. Интегратор (рис. 7.18 и 7.19)

Интегратор представляет собой частный случай инвертора с комплексными проводимостями в цепи обратной связи (см. табл. П/Д и Ш/Д, где Zi = Ri, а Z2 = \lsC2). Его коэффициент усиления с обратной связью равен G = - (1/sTh) [рЛ/(1-{-рЛ)]. Ни идеальный коэффициент усиления

С„д=-1/5т„, (7.27а)

ни коэффициент обратной связи

p=ST,/(l+ST (7.276)

Рис. 7.18. Амплитудно-частотная характеристика интегратора, содержащая

две сопрягающие частоты fri и /г?. -

Диапазон практической применимости схемы отмечен жирной линией. fmi/2nCiRi.

4Q I>

Рис. 7.19. Переходная функция интегратора, которую можно аппроксимировать прямой с задержкой на время Т(. 1 - входной скачок; 2 - вторая экспонента; 3 - линеаризованная первая экспоненте (идеальная переходная функция); . - реальная функция ИдыхС)- fH=l/2rtCj/?i.

не являются постоянными величинами - оба они зависят от частоты сигнала. Цепь обратной связи в разомкнутом контуре ведет себя как форсирующее звено с постоянной времени

(7.28)

которая является также постоянной времени интегрирования.

Комбинация уравнений (7.19) и (7.276) дает G = -Ло/{1 + --5[(Ло+1)ти+Ло/(йг]--5МоТи/(йг}. В разд. 8.3.1 мы найдем условие, при котором возможно практическое применение интегратора, имеющее вид неравенства Ти»!/©*. Используя это неравенство, можно разделить полюса в выражении для коэффициента усиления G следующим образом:

G=-A,/{1 -l-s-VJ (1 -bs/co,). (7.29)

На первый взгляд это выражение совсем не похоже на уравнение (7.27а) для идеального коэффициента усиления Сид. Однако при представлении этих коэффициентов в виде функций частоты (рис. 7.18) график G приближается к графику идеального коэ()фициента усиления Сид в некотором диапазоне средних частот

fJA,<tf<ft.

(7.30)

График обращенного коэффициента обратной связи 1/р пересекает график коэффициента-усиления ОУ без обратной